Ein 64k-Pixel-CMOS | Shanghai Steel Ladder Co., Ltd

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 11799 (2023) Diesen Artikel zitieren

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Das 64k-Pixel-DEPFET-Modul ist die wichtigste empfindliche Komponente des DEPFET-Sensors mit Signalkompression (DSSC), einem großflächigen 2D-Hybriddetektor zur Erfassung und Messung weicher Röntgenstrahlung am European XFEL. Die endgültige 1-Megapixel-Kamera muss Photonen mit Energien zwischen (250\,\text{eV}\) und \(6\,\text{keV}\) erkennen und eine Spitzenbildrate von \(4,5) liefern \,\text{MHz}\), um mit der einzigartigen Bündelstruktur des European XFEL zurechtzukommen. Diese Arbeit fasst die Funktionalitäten und Eigenschaften der ersten Module zusammen, die mit vollformatigen CMOS-DEPFET-Arrays mit \(512\,\times \,128\) hexagonal geformten Pixeln mit einer Seitenlänge von 136 μm zusammengesetzt sind. Die Pixelsensoren nutzen die DEPFET-Technologie, um eine extrem niedrige Eingangskapazität für eine hervorragende Energieauflösung und gleichzeitig eine intrinsische Fähigkeit zur Signalkomprimierung ohne Verstärkungsumschaltung zu realisieren. Jedes Pixel des Auslese-ASIC enthält eine DEPFET-Vorstromunterdrückungsschaltung, einen trapezförmigen Filter, einen 9-Bit-ADC und einen 800 Wörter langen digitalen Speicher. Das Trimmen, die Kalibrierung und die abschließende Charakterisierung wurden in einem Laborprüfstand bei DESY durchgeführt. Alle Detektormerkmale werden bei \(18\,^{\circ }\text{C}\) bewertet. Eine hervorragende äquivalente Rauschladung von \(9,8\)e−rms wird bei einer Bildrate von 1,1 MHz und einer Verstärkung von 26,8 Analog-zu-Digital-Einheiten pro keV (\(\,\text {ADU}/\text{keV) erreicht }\)). Bei \(4,5\,\text{MHz}\) und \(3,1\,\,\text {ADU}/\text{keV}\) ergibt sich ein Rauschen von \(25,5\) e−rms und ein Dynamikbereich von \(26\,\text{k}\text {e}^{-}\) erhalten. Der höchste Dynamikbereich von \(1,345\,\text{M}\text {e}^{-}\) wird bei \(2,25\,\text{MHz}\) und \(1,6\,\text { ADU}/\text{keV}\). Diese Werte können die Spezifikation des DSSC-Projekts erfüllen.

Der European XFEL (EuXFEL) ist eine Freie-Elektronen-Röntgenlaserquelle, bei der alle 100 bis zu 2700 extrem brillante Röntgenpulse eines einzelnen Bündelzugs bei \(4,5\,\text{MHz}\) wiederholt werden \,\text{ms}\)1. Sein einzigartiges Bündelschema stellt die Entwicklung bildgebender Detektoren vor große Designherausforderungen. Drei 1-Megapixel-Detektortypen wurden speziell mit unterschiedlichen Konzepten entwickelt, um den erforderlichen Röntgenenergiebereich, die maximale Bildrate und den Dynamikbereich zu bewältigen.

Der Large Pixel Detector (LPD)2 verfügt über quadratische Pixel mit einer Größe von \({500}\)-μm und wurde für den Betrieb im Energiebereich zwischen \(5\) und \(20\,\text{keV} entwickelt. \). Seine Pixelelektronik verfügt über einen ladungsempfindlichen Verstärker (CSA) mit drei Verstärkungsstufen und einem parallel betriebenen 512-Zellen-Analogspeicher pro Stufe. Die Digitalisierung wird während der Zuglücken dank eines On-Chip-Analog-Digital-Wandlers (ADC) auf Spaltenebene durchgeführt. Der geeignete Verstärkungspfad wird außerhalb des Chips ausgewählt, um den maximalen Dynamikbereich zu erreichen. Der Detektor ist Teil des wissenschaftlichen Instruments Femtosecond X-ray Experiments (FXE) am EuXFEL3.

Der Adaptive Gain Integrating Pixel Detector (AGIPD)4 zielt auf den gleichen Energiebereich wie der LPD ab, bietet aber eine räumliche Auflösung von \(200\) μm. Es verfügt über einen CSA mit drei Verstärkungen, die je nach CSA-Ausgang dynamisch ausgewählt werden. Eine Correlated Double Sampling (CDS)-Stufe entfernt das Reset-Rauschen und die Ausgabe wird in einem 352-Zellen-Analogspeicher gespeichert. Seine analogen Daten werden anschließend von Off-Chip-ADCs digitalisiert. Das AGIPD ist Teil der Instrumente „Single Particles, Clusters, and Biomolecules & Serial Femtosecond Crystallography“ (SPB/SFX)5 und „Materials Imaging and Dynamics“ (MID)6.

Der DEPFET-Sensor (Depleted Field Effect Transistor) mit Signalkompression (DSSC) zielt auf den weichen Röntgenbereich zwischen \(250\,\text{eV}\) und \(6\,\text{keV}\) ab. Eine erste Kamera basiert auf passiven miniaturisierten Silizium-Driftdetektorzellen (Mini-SDD) mit sechseckiger Form und einer Seitenlänge von \(136\) μm7, was einem flächentreuen Durchmesser von \(247\) μm entspricht. Die Auslesekette jedes Pixels besteht aus einem CSA, einem zeitvarianten Filter mit trapezförmiger Gewichtungsfunktion, einem 9-Bit-ADC mit Gain- und Offset-Trimmfunktion und einem SRAM mit einer Speicherkapazität von 800 Samples. Damit bietet der DSSC-Detektor nicht nur die größte Speicherkapazität unter den drei Detektorversionen, sondern ist auch einzigartig mit seinem Pro-Pixel-Digitalisierungsansatz. Ein weiteres einzigartiges Merkmal betrifft die Abschaltmöglichkeit ungenutzter Analog- und Mixed-Signal-Blöcke während des Speicherauslesens innerhalb von Lücken zwischen Zügen. Auf diese Weise wird die Verlustleistung im Vakuum im Gegensatz zum AGIPD (\(550\,\text{W}\)) drastisch auf \(149\,\text{W}\) reduziert. Der Stromverbrauch des 1-Megapixel-Detektors, der die Außenvakuumelektronik umfasst, beträgt \(263\,\text{W}\) im Vergleich zum AGIPD (\(1,2\,\text{kW}\)4) und LPD ( \(12\,\text{kW}\)8). Die Verstärkung der Signalverarbeitungskette kann im CSA, im Filter und im ADC angepasst werden, sodass die aktuelle Version des DSSC-Imagers mit passivem Mini-SDD-Sensor den gesamten Energiebereich mit einer Verstärkungsgranularität unter einem Prozent7 abdeckt. Der Imager erreichte eine äquivalente Rauschladung (ENC) von etwa \(60\,\text {e}^{-}\text {rms}\) bei der Spitzenbildrate von \(4,5\,\text{MHz}\ ), wobei der lineare Dynamikbereich auf maximal 9 Bit begrenzt ist. Die Kamera wurde in Betrieb genommen und ist an den weichen Röntgeninstrumenten Spectroscopy and Coherent Scattering (SCS)9 und Small Quantum Systems (SQS) am EuXFEL im Einsatz.

Andere Detektoren, die auf den weichen Röntgenbereich deutlich unterhalb von \(1\,\text{keV}\) abzielen, basieren ebenfalls auf der Hybridtechnologie oder stammen aus der Klasse der ladungsgekoppelten Geräte (CCD) und monolithischen CMOS-Bildgeber. Sie bieten eine höhere räumliche Auflösung, sind jedoch in der Bildrate begrenzt. Um die Leistung bei niedrigen Röntgenenergien zu verbessern, wird am MIT Lincoln Laboratory10 ein neuartiges CCD-Auslesegerät namens Single Electron Sensitive Readout (SiSeRO) entwickelt. Es verfügt über einen Floating-Gate-Verstärker, der aus einem MOSFET-Transistor mit einem internen Gate besteht, der zum Auslesen der von der CCD-Matrix gesammelten Ladung verwendet wird, und basiert auf dem DEPFET-Konzept des repetitiven zerstörungsfreien Auslesens (RNDR)11. Die Autoren der Arbeit konnten eine Rauschleistung von \(15\,\text {e}^{-}\text {rms}\) bei \(500\,\text{kpixel}/{\rm s}\ erhalten ), was einer Bildrate von etwa \(2\,\text{Hz}\) ihres Auslesekonzepts entspricht. Als Hybridkandidat erreichte der MÖNCH-Detektor einen ENC von etwa \(40\,\text {e}^{-}\text {rms}\) bei \(3\,\text {kfps}\) für einen einzigartigen \ ({25}\)-μm Pixelabstand12. Der pnCCD-Detektor mit \({75}\)-μm Pixelabstand ist Teil des SQS-Instruments am EuXFEL und kann mit bis zu 100 Hz\({\text{Hz}}\) Bildraten betrieben werden. In Benutzerexperimenten wurde ein ENC um \(10\,\text {e}^{-}\text {rms}\) erreicht13. Ein monolithisches Beispiel ist der weiche Röntgen-CMOS-Bildsensor (sxCMOS), der auf Czochralski-gewachsenen Siliziumwafern mit niedriger Sauerstoffkonzentration und einer auf \(45\) μm verdünnten Rückseite basiert. Mit einem Pixelabstand von \(22,4\) μm erreichte der Imager einen Rauschpegel von \(8,1\,\text {e}^{-}\text {rms}\) bei einer Geschwindigkeit von \(450\,\text{ Hz}\)14. Mit Ausnahme von sxCMOS verwenden alle oben genannten Kameras dicke Wafersubstrate mit hohem spezifischem Widerstand für die Photonenabsorption, was ihren effizienten Einsatz auch bei höheren Photonenenergien ermöglicht, während klassische CMOS-Bildgeber dünne Epitaxieschichten verwenden. Kürzlich wurde eine ausreichende Quanteneffizienz im weichen Röntgenbereich für rückseitig beleuchtete Bildgeber nachgewiesen. Unter Verwendung der \(10\) μm dicken Epi-Schicht einer kommerziellen 180-nm-CMOS-Technologie und einer externen Nachbearbeitung ihrer Rückseite erreichte der \({27}\)-μm Pixelabstand des Percival-Detektors eine maximale und minimale Bildrate ENC von etwa \(83\,\text{Hz}\) bzw. \(16\,\text {e}^{-}\text {rms}\)15. Darüber hinaus verwendeten Desjardins et al.16 einen vollständig kommerziellen CMOS-Imager (GSENSE 400BSI-GP) mit \({4}\)-μm Epi-Schicht und \({11}\)-μm Pixelgröße für Experimente im Soft Röntgenzweig der Metrologie-Beamline am SOLEIL-Synchrotron. Sie erreichten eine minimale ENC von \(6\,\text {e}^{-}\text {rms}\) bei einer Bildrate von \(24\,\text{Hz}\). Für Anwendungen im weichen Röntgenbereich gibt es auch vollständig verarmte CMOS-Imager-Ansätze, die auf verdünnten und nachbearbeiteten Substraten mit hohem spezifischem Widerstand basieren17,18. Um die angestrebte hohe Empfindlichkeit und Bildrate zu erreichen, ist die Pixelelektronik des ePixM-Detektors mit \({50}\)-μm-Pixelabstand auf neun Transistoren beschränkt und die Digitalisierung wird auf eine Bump-Bond-ADC-Ebene verlagert. Sie streben eine Bildrate und ein Rauschen von \(24\,\text{kHz}\) bzw. \(11\,\text {e}^{-}\text {rms}\) an.

Die zweite DSSC-Kamera adressiert die Herausforderung eines geringen Rauschens bei hohen Bildraten und befindet sich derzeit im Bau. Die neue Kamera nutzt DEPFET-Pixel-Arrays in einem vollständig maßgeschneiderten doppelseitigen 350-nm-2-Poly-3-Metall-Hochspannungs-CMOS-Prozess19. Dieser aktive Pixelsensor basiert auf 725 μm dicken hochohmigen Si-Wafern, die nicht nur die Quanteneffizienz weit über den weichen Röntgenbereich hinaus steigern, sondern auch als Strahlungsschutz für die Elektronikschichten hinter der vollständig verarmten Si-Masse fungieren. Der Sensor kombiniert eine extrem niedrige Eingangskapazität für eine hervorragende Energieauflösung mit einer intrinsischen Fähigkeit zur Signalkomprimierung ohne Verstärkungsumschaltung im analogen Frontend. Signalladungen werden auf einer eingebetteten internen Gate-Implantation unter dem DEPFET-Gate des Transistors zur Drain-Strommodulation gesammelt. Sein Dotierungsprofil und seine Form bewirken die erforderliche nichtlineare Reaktion und erweitern den Dynamikbereich, wobei die erforderliche Einzelphotonenauflösung im linearen Verstärkungsbereich erhalten bleibt. Weitere Vorteile des DEPFET-Ansatzes betreffen seine Fähigkeit, die Pixelgröße auf unter \(30\) μm zu verkleinern19 und eine zerstörungsfreie Auslesung zu ermöglichen, um eine Leistung im Subelektronenrauschen zu erreichen11. Diese Merkmale unterstreichen die Flexibilität und das Zukunftspotenzial dieses Detektorkonzepts. Einen Überblick über die Entwicklung von DEPFET-Geräten geben Andricek et al.20. Die Autoren stellen die DEPFET-Anwendungen vor und unterteilen die Gerätetypen in zwei Untergruppen: Standardgeräte, die in Experimenten der Hochenergiephysik und Astrophysik verwendet werden, und nicht standardmäßige Geräte. Ein Beispiel für Letzteres ist der DEPFET mit Signalkompression, der in der Transmissionselektronenmikroskopie verwendet wird, und der kürzlich für die Suche nach Dunkler Materie vorgeschlagene RNDR.

Diese Arbeit fasst erstmals die Funktionalitäten und Eigenschaften der DSSC-Prototypmodule zusammen, die mit vollformatigen CMOS-DEPFET-Sensoren ausgestattet sind. Im Abschnitt „Kamera und Methoden“ wird eine Zusammenfassung der Hauptbausteine der Kamerakopfelektronik gegeben. Wir beschreiben die trimmrelevanten Funktionalitäten der Frontend-Elektronik und stellen die experimentellen Methoden zur Leistungsüberprüfung vor. Im Bereich „Ergebnisse“ werden die Labortestergebnisse der einzelnen bei DESY gemessenen Schlüsselparameter vorgestellt. Insbesondere werden der Leckstrom des Sensorpixels, der DEPFET-Ruhestrom, die Verstärkung und der Offset des Elektronikkanals im primären linearen Verstärkungsbereich, die Verstärkungskomprimierung und das Gesamtrauschen behandelt. Die Bewertung der erzielten Ergebnisse und der Vergleich mit anderen Detektoren erfolgt im Abschnitt „Diskussion und Perspektive“.

Die Leiterkamera betreibt eine Matrix von \(512\,\times \,128\) DEPFET-Pixeln und stellt den kleinsten unabhängigen Baustein der Megapixelkamera dar. Daher gehen wir davon aus, dass die erzielten Ergebnisse der Leiterprototypen auch für die gesamte Kamera repräsentativ sind. Mit Ausnahme einiger DEPFET-bezogener Funktionen weist die gesamte Elektronik das gleiche Design wie die Mini-SDD-Kameraversion auf. Für eine detailliertere Zusammenfassung verweisen wir die Leser auf den Mini-SDD-Test7. Ausführliche Beschreibungen zu einzelnen Funktionen aller Unterbaugruppen finden Sie in den unten aufgeführten entsprechenden Zitaten.

Die Leiterkamera besteht aus einem Focal-Plane-Modul (FPM), vier Reglerplatinen (RB), einer zentralen I/O-Platine (IOB) und einer Modulverbindungsplatine (MIB). Das FPM besteht aus einem Metallrahmen, einer Hauptplatine, einem Wärmeverteiler und sechzehn anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreisen (ASIC), die auf zwei CMOS-DEPFET-Sensoren montiert sind21. Seine Hauptplatine verteilt die ASIC- und sensorbezogenen Versorgungsspannungen sowie deren Takt- und Steuersignale. Die RBs stellen die permanente und zyklische Versorgung der ASICs und der Hauptplatine22 bereit. Integrierte Gate-Treiber (GD) erzeugen Impulse, um die von den internen Gates der DEPFET-Matrix gesammelten Signalladungen zu entfernen. Der IOB konzentriert die Daten der ASICs auf vier \({3.125}{\text{-}}{\text{Gbit}/{\rm s}}\)-Links, steuert die RBs und sorgt für den Zyklus des DEPFET Source- und Gate-Spannungen23. Die MIB stellt die Steuersignale für die GDs über On-Board-Modulverstärker (MA)22 bereit und sammelt alle Stromversorgungs-, Takt- und Datenkanäle. Ein einzelnes flexibles Kabel verbindet die Leiterelektronik mit der peripheren Patchpanel-Elektronik, die sich außerhalb der Vakuumkammer befindet. Seine Hauptplatine stellt die Schnittstelle zu externen Netzteilen dar und beherbergt den Patch-Panel-Transceiver (PPT) und die Sicherheitsverriegelungsplatine (SIB). Der PPT liest die Datenströme von vier IOBs (in unserem Aufbau ist nur ein einzelner Leiter angeschlossen), konzentriert sie in einem geeigneten Datenformat auf vier optische 10-Gigabit-Ethernet-Links und unterstützt einen maschinensynchronisierten Betrieb des Detektors23. Das SIB schützt den Detektor, indem es Anomalien und mögliche Gefahrensituationen in der Vakuumkammer und den Stromkästen erkennt24.

Das FPM ist mit zwei monolithischen \(256\,\times \,128\) DEPFET-Pixelsensoren ausgestattet. Jeder Sensor ist in acht elektrisch unabhängige Oktanten unterteilt, die aus \(64\,\times \,64\) Pixeln bestehen und sich das einzige Eintrittsfenster auf der Rückseite des Sensors teilen. Der DEPFET ist in einer gemeinsamen Source-Konfiguration vorgespannt, und daher werden die Source- und Gate-Kontakte des DEPFET oktantenweise gemeinsam genutzt, während ihre Drain-Kontakte pixelweise über Bump-Bond mit der Signalverarbeitungskette des Auslese-ASIC verbunden sind.

Abbildung 1 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm der Elektronik auf Pixelebene. Die Front-End-Schaltung besteht aus einer Kaskodenstufe zur Festlegung der Drain-Spannung des DEPFET und einer programmierbaren Stromquelle (4 Bit grob), um den Ruhestrom des DEPFET (IDEPFET) zu senken. Die Feinregelung der Stromkompensationsschaltung (CC) erfolgt über einen zusätzlichen Analogzweig, der aus einem Kondensator (Chold) und einem Schalter (Iprog) besteht, der den Ausgang des Flipped-Capacitor-Filters (FCF)25 verbindet. CC wird automatisch vor der Ankunft eines Röntgenbündelzugs (Nullsignal) abgestimmt. Der zeitvariante Filter implementiert eine trapezförmige Gewichtungsfunktion und führt eine optimale Rauschfilterung bei der vorgesehenen Auslesegeschwindigkeit durch. Seine wichtigsten Timing-Parameter sind in Zeitschritten von 1,44 ns programmierbar, und vier Rückkopplungskondensatoren (Cint) bieten die Flexibilität der Grobverstärkung, um unterschiedlichen experimentellen Anforderungen gerecht zu werden. Das Zeitdiagramm für die beiden Betriebsarten ist in Abb. 2a beschrieben. Im Normalbetrieb (normal op.) integriert der Filter den DEPFET-Strom zweimal. In der ersten Phase (1. Farbton) wird der Restvorspannungsstrom (Basislinienmessung (BL)) und in der zweiten Phase (2. Farbton) der DEPFET-Signalstrom (BL + Signalmessung) integriert. Da die Rückkopplungskapazität zwischen der ersten und der zweiten Integration umgedreht wird (Cint-Flip), ist der Ausgang des Filters am Ende der zweiten Phase bereits ein Maß für das von der Grundlinie subtrahierte Signal. Dank seiner Flexibilität kann der Filter auch so programmiert werden, dass er nur den Signalstrom auf Kosten der BL-Subtraktion integriert (single int.). In jedem Fall wird die Dauer der Signal-Strom-Integration durch die Schaltertönung gesteuert. Wie in Abb. 1 dargestellt, werden am Ausgang des Filters zwei Abtast- und Haltekondensatoren (Cs&h1,2) im Doppelpuffermodus (abwechselndes Abtasten und Lesen) betrieben. Ein Single-Slope-9-Bit-ADC vom Wilkinson-Typ führt die Analog-Digital-Umwandlung durch26. Die Spannung an Cs&h wird mit einer programmierbaren Stromquelle Iramp (6 Bit fein plus Doppelstrombit) erhöht. Gemessen wird die Zeit, die die Rampe benötigt, um eine Referenzspannung (Vref2) zu erreichen. Die 8-Bit-Gray-codierten Zeitstempel werden spaltenweise bei etwa \(695\,\text{MHz}\) bereitgestellt, was eine Bin-Größe von \(720\,\text{ps}\) (Dual-Edge) ergibt Taktung). Das neunte Bit (Ov) wird im Pixel generiert, um Routing-Bereich zu sparen. Der programmierbare Rampenstrom ermöglicht eine Feinabstimmung der ADC-Verstärkung mit einer Auflösung von etwa \(2\%\). Darüber hinaus bietet der ADC eine Offset-Trimmung, indem er die Verzögerung zwischen dem Start des Zählers (Rampenstart) und der Stromeinspeisung auf Cs&h1,2 anpasst. Die steuerbare 4-Bit-Verzögerungsschaltung ermöglicht eine Offset-Granularität von besser als \(10\%\) der ADC-Bin-Größe. Beide Trimmfunktionen sind erforderlich, um die Pixelfehlerrate auf und unter der Empfindlichkeitsstufe von einem Photon pro Bin7,26 zu minimieren. Für Test-, Trimm- und Kalibrierungszwecke steht auf dem Chip ein globaler 13-Bit-Digital-Analog-Wandler (DAC) zur Verfügung. Die programmierbare Spannung wird entweder an einen pixelinternen Stromspiegel zur gepulsten Strominjektion am negativen Eingang des FCF während der Messung (Measure) oder an dessen positiven Eingang zur ADC-Trimmung (Trim) während des Betriebs im FCF-Puffermodus (Reset/ Puffer).

Vereinfachtes Blockdiagramm der Elektronik auf Pixelebene.

Vereinfachtes Zeitdiagramm eines einzelnen Erfassungszyklus (a), das den normalen und den einzelnen Integrationsmodus zeigt. Für den Leckstrom und die nichtlineare Antwortcharakterisierung werden spezielle Modi in der Einzelintegration (b) verwendet.

Um den in jedes Pixel fließenden Leckstrom zu messen und die nichtlineare Ansprechcharakteristik des DEPFET-Bausteins auszunutzen, wurde eine spezielle Zeitsequenz definiert (vgl. Abb. 2b). Der FCF ist auf den Einzelintegrationsmodus eingestellt und das interne DEPFET-Gate (IG) wird nur zu Beginn des Zuges gelöscht. Auf diese Weise wird die gesammelte Ladung über mehrere Erfassungszyklen im IG integriert und abgetastet. Mithilfe einer mit dem System synchronisierten gepulsten Lichtquelle ist es darüber hinaus möglich, die injizierte Ladung in jedem Zyklus zu erhöhen, um die Reaktion des DEPFET über mehrere Erfassungszyklen hinweg abzutasten und so die Leistungsbeschränkungen der Lichtquelle zu lockern.

Der Leiterkamerakopf befand sich in einer Vakuumkammer, die bei einem Druck von \(5\,\times \,10^{-2}\,\text{mbar}\) betrieben wurde. Ein Peltier-basiertes Kühlsystem wurde entwickelt, um die Verlustleistung der DEPFET-Leiter im Vakuum zu bewältigen, was bis zu \(18,6\,\text{W}\) führte, was für den 1-Megapixel-Detektor \( 298\,\text{W}\) im Vakuum und \(412\,\text{W}\) unter Berücksichtigung der Außenvakuumelektronik. Zum Vergleich: Die Mini-SDD-Zahlen betragen \(9,3\,\text{W}\)7, \(149\,\text{W}\) bzw. \(263\,\text{W}\). . Der Unterschied in der Verlustleistung ist hauptsächlich auf die zusätzliche DEPFET-freie Elektronik (MA und GD) sowie den DEPFET-Ruhestrom zurückzuführen. In den hier vorgestellten Experimenten hielt der Kühler die Sensortemperatur konstant bei etwa \(18\,^{\circ }\text{C}\), um eine Überhitzung des Systems zu vermeiden und die thermische Stabilität sicherzustellen. Vor dem FPM wurde ein Flansch mit einem Kapton-Fenster platziert, um eine radioaktive 55Fe-Quelle außerhalb der Vakuumkammer zur pixelweisen Energiekalibrierung im linearen Verstärkungsbereich zu nutzen oder eine externe gepulste Laserdiode (oktantenweise Beleuchtung) zu verwenden mit \(100\,\text{ns}\) langen Pulsen bei 940 nm Emissionswellenlänge) zur Gewinnbestimmung im nichtlinearen Bereich. In beiden Fällen betrug der Abstand zwischen Quelle und Sensorrückseite etwa \(5\,\text{cm}\). Beachten Sie, dass das Eintrittsfenster der Sensoren über einen \(150\,\text{nm}\) dicken lichtblockierenden Al-Filter verfügt, der vom SQS-Instrument gefordert wird und leicht auf \(30\,\text{nm}) reduziert werden kann. \) (Mini-SDD-Kamera) zur Erhöhung der Quanteneffizienz bei niedrigen Energien. Ein Bild des Vakuumaufbaus ist in Abb. 3 dargestellt.

Blick in die Labor-Vakuumkammer und insbesondere auf eine CMOS-DEPFET-Leiter während der Messkampagne.

Bei allen Messungen wurde der Power-Cycling-Modus mit einer aktiven Zeit von \(600\) μs und einer Wiederholungsrate von \(10\,\text{Hz}\) verwendet. Die Leiter wurde überwiegend mit einer Bildrate von \(2,25\,\text{MHz}\) betrieben. Diese Arbeitsgeschwindigkeit entspannt die betriebskritischen Zeitabstände zwischen den Lösch-/Reset-Impulsen und dem Integrationszyklus (vgl. Abb. 2a: „kritisch“). Auf diese Weise war eine Optimierung der Pegel und des Timings der Spannungen Source (S), Gate (G), Clear (C) und Clear Gate (CG) möglich (Abb. 1). Nach der Optimierung konnten die Modi 4,5 MHz und 1,125 MHz erfolgreich betrieben werden. Es wurde eine Integrationszeit tint = \(50\,\text{ns}\) und eine Clear-Puls-Breite von \(50\,\text{ns}\) verwendet. Die Clear- und Clear-Gate-Low-Pegel (\(7,5\,\text{V}\) & \(4,5\,\text{V}\)) sowie die Source- und Gate-Spannungen (\(5\,\ text{V}\) & \(\sim 2.5\,\text{V}\)) werden \(16\) μs vor Beginn eines Bündelzuges eingeschaltet und am Ende ausgeschaltet. Die Clear- und Clear-Gate-High-Pegel (\(20,5\,\text{V}\) & \(11\,\text{V}\)) werden nach jedem einzelnen Bündel gepulst, um die gesammelte Ladung zwischen zwei Erfassungszyklen zu löschen . Das IOB steuert die betriebskritische Verzögerung (\(7.5\,\text{ns}\) & \(5\,\text{ns}\)) und Breite (\(50\,\text{ns}\) & \(37.5\,\text{ns}\)) der beiden Signale unabhängig voneinander. Eine entsprechende Timing-Konfiguration für eine Bildrate von 4,5 MHz wurde ebenfalls erstellt (tint = \(30\,\text{ns}\)) und nach der Optimierung getestet. Um die Rauschleistung bei niedrigeren Bildraten zu testen, wurde eine 1,125-MHz-Sequenz mit tint = \(300\,\hbox {ns}\) bei verschiedenen Cint ausgenutzt.

Der erste Vorgang, der nach dem Einschalten des Sensors durchgeführt werden muss, besteht darin, den Grobteil des CC-Schaltkreises zu trimmen, um die zum FCF fließende IDEPFET-Menge zu minimieren. Dies erfolgt durch Auswahl der groben Einstellung, die eine Spannung an Chold, genannt Vhold, ermöglicht und so den Dynamikbereich des Analogzweigs maximiert. Um dies zu erreichen, wird der In-Pixel-ADC verwendet, um Vhold vor dem Start des Bunch-Trains am Ende der Iprog-Phase zu messen. Daher wurde die ADC-Verstärkung zuvor ausgeglichen, um die Reaktion aller Pixel zu vereinheitlichen.

Die in jedes Pixel fließende IDEPFET-Menge kann durch die Kenntnis der CC-Grobeinstellung und des gemessenen Vhold dank der Simulationen der Übertragungseigenschaften auf CC-Schaltungsebene geschätzt werden. Abbildung 4a zeigt die Karte des DEPFET-Ruhestroms für eine Gate-Spannung von \(2,5\,\hbox {V}\). Die Elektronik und die Stromversorgung ermöglichen die unabhängige Einstellung der Source- und Gate-Spannungen für die beiden Sensoren des FPM und ermöglichen so die Möglichkeit, die durchschnittlichen Sensor-Drain-Ströme anzupassen, um eine gleichmäßige Reaktion über die Brennebene zu erhalten. Dies ist ein wichtiger Schritt, um auch die DEPFET-Verstärkung im linearen Bereich auszugleichen, die proportional zu \(\sqrt{I_{DEPFET}}\)27 ist. Zu diesem Zweck wurde der CC getrimmt und der durchschnittliche Strom pro Pixel für drei verschiedene Gate-Spannungen (VG) berechnet. Die Übertragungseigenschaften (IDEPFET vs. VG) ermöglichen es, die Gate-Spannungen zu ermitteln, um den gewünschten Arbeitspunkt von \(100\) μA/Pixel zu erreichen. Die schließlich gewählten Gate-Spannungen waren \(2,4\,\hbox {V}\) und \(2,71\,\hbox {V}\), entsprechend einem durchschnittlichen IDEPFET von \(99\) μA und \(101\) μA jeweils für Sensor 1 und Sensor 2. Die Quellenspannung wurde fest auf \(5\,\hbox {V}\) gehalten. Die Karte der aktuellen Verteilung nach dem Ausgleich sowie der Verteilungsvergleich mit der anfänglichen Vorspannungsbedingung sind in Abb. 4b, c dargestellt. Eine Gesamtzahl von 89 Pixeln (\(0,14\%\)) wurde aufgrund hoher Leckströme oder Defekte, die den ordnungsgemäßen Betrieb der CC-Schaltung verhindern, von der Durchschnittsberechnung ausgeschlossen. Dazu gehören die Pixel der beiden Teilspalten des Sensors 1, bei denen ein Defekt in der Mitte der Spalte den Betrieb der nachgeschalteten Pixel verhindert.

(a) DEPFET-Ruhestromkarte der Leiter (512 \(\times\) 128 Pixel), wenn beide Sensor-Gates auf \(2,5\,\hbox {V}\) vorgespannt sind. Die Häkchen markieren den Oktantenabstand des Sensors (64 Pixel). Sensor 1 (links) zeigt einen durchschnittlichen Strom, der leicht unter dem Zielwert von \(100\) μA liegt, während der Strom von Sensor 2 (rechts) mehr als \(10\%\) höher ist. (b) Ströme nach dem Ausgleich. (c) IDEPFET-Verteilungen vor (blau) und nach (magenta) der Entzerrung.

Nach dem Ausgleich des durchschnittlichen Ruhestroms wurde der Gesamtgewinn des Systems bewertet. Eine 55Fe-radioaktive Quelle (\(650\,\hbox {MBq}\)) wurde verwendet, um jeweils einen Sensor zu bestrahlen, wodurch ein durchschnittlicher Photonenfluss auf dem Sensor von etwa \(1,53\,\times \,10^) erreicht wurde {-4}\,\hbox {Photon}/\hbox {Pixel}/\hbox {Frame}\), was \(281\,\hbox {Photon}/\hbox {Pixel}/\hbox {s }\). Da es sich bei der radioaktiven Quelle um eine asynchrone Quelle handelt, wurde die flache Oberseite der Filtergewichtungsfunktion auf \(500\,\hbox {ns}\) erweitert, um ein ordnungsgemäßes Peak-to-Shelf-Verhältnis im erfassten Spektrum sicherzustellen (tint = \(50\,\hbox {ns}\)). Diese Zeitvariation verändert nicht die Systemverstärkung, sondern erhöht die effektive Länge des Erfassungszyklus. Daher wurde die Anzahl der erfassbaren Frames entsprechend reduziert, um ein Überschreiten der Elektronikleistung innerhalb der aktiven Zeit von \(600\) μs zu vermeiden. Die anderen Zeitverzögerungen wurden im Vergleich zur ursprünglichen 2,25-MHz-Konfiguration nicht geändert. Der niedrigste Cint des FCF wurde ausgewählt, um die maximale Grobverstärkung bei der gegebenen Integrationszeit zu erhalten, und der ADC wurde zuvor auf seine Nennverstärkung getrimmt. Insgesamt wurden mehr als 13.000 Serien mit jeweils 400 Bildern erfasst und die Histogrammdaten für jedes Pixel extrahiert. Die Einzelpixelspektren wurden mit einer vereinfachten Anpassungsfunktion angepasst, die aus der Arbeit von Schlee28 abgeleitet wurde. Insbesondere wurde der Sockelpeak mit einer einfachen Gaußschen Funktion angepasst, während die Mn \(\hbox {K}_{\upalpha }\)- und \(\hbox {K}_{\upbeta }\)-Peakanpassung eine umfasst Gaußsche Funktion für die Peaks und eine Regalfunktion zur Reduzierung des Anpassungsfehlers an der Peakposition. Der resultierende durchschnittliche ungetrimmte Gewinn betrug \(5,07\,\text {ADU}/\,\hbox {keV} \pm 3,62\%\), was einer Empfindlichkeit von \(197\,\hbox {eV}/\,\ Text {ADU}\). Da der ADC zuvor getrimmt wurde, wird die Streuung hauptsächlich durch die Pixel-zu-Pixel-Variation im FCF sowie durch Prozessschwankungen bei der Sensorproduktion verursacht.

Um die Systemtrimmfähigkeiten zu bewerten, wurde eine Offline-Verstärkungstrimmung mit einer Zielverstärkung von \(5\,\text {ADU}/\,\hbox {keV}\) durchgeführt. Die ADC-Verstärkung wurde pixelweise mithilfe der In-Pixel-Strominjektionsschaltung gemessen und eine Nachschlagetabelle der ADC-Verstärkung erstellt. Dann wurde das aus der Nachschlagetabelle erhaltene Verstärkungsverhältnis zur Kreuzkalibrierung jeder ADC-Verstärkung verwendet, wobei die absolute Verstärkung aus der Messung der radioaktiven Quelle bekannt war. Schließlich wurde die nächstgelegene kreuzkalibrierte ADC-Verstärkungseinstellung ausgewählt und auf das FPM angewendet. Zur Überprüfung wurde eine neue Spektrumaufnahme durchgeführt und mit der gleichen zuvor beschriebenen Methode analysiert. Es wurde ein Endgewinn von \({5,00\,\text {ADU}/\,\hbox {keV}} \pm 2,09\%\) erhalten, der einer Empfindlichkeit von \(200\,\hbox {eV}/ entspricht. \,\text {ADU}\), gut im Einklang mit den Erwartungen und Trimmmöglichkeiten des ADC. Weniger als 400 Pixel (\(0,6\%\)) wurden von der Analyse ausgeschlossen. Hierzu zählen vor allem High-Leakage-Pixel und Pixel, die eine geringe Empfindlichkeit aufweisen. Eine Karte und ein Histogramm der Empfindlichkeit nach dem Trimmen sind in Abb. 5a, b dargestellt. Die ADC-Offset-Trimmfähigkeit wurde ebenfalls bewertet. Für jeden Offset-Schritt wurde eine Dunkelerfassung durchgeführt und der Sockelpeak angepasst. Der Fehler in Bezug auf die Behältermitte wurde berechnet und die endgültige Offset-Einstellung wurde als die Einstellung mit dem minimalen Offset-Fehler ausgewählt. Wie in Abb. 5c,d dargestellt, wurden alle Pixelversätze im Bereich \(\pm 0,1\,\text {ADU}\) mit einer Streuung von \(0,02\,\text {ADU}\) gefunden. \(0,5\%\) der Pixel zeigten Instabilitäten, was den Pixeln entspricht, bei denen die Verstärkungsbestimmung nicht möglich war. Diese wurden von der Berechnung ausgeschlossen.

Empfindlichkeitsverteilung (a) und Karte (b) des Systems nach dem Offline-Trimmen mit dem Ziel \(200\,\hbox {eV}/\,\text {ADU}\). Offset-Fehlerverteilung (c) und Karte (d) nach dem Trimmen.

Im nächsten Schritt wurde der Pixelleckstrom gemessen. Die im Abschnitt „Kamera und Methoden“ beschriebene spezielle Zeitsequenz (vgl. Abb. 2b) wurde verwendet, um die durch Leckage induzierte Ladung innerhalb der Zeitspanne von 400 Bildern zu messen. 1000 erfasste Züge wurden Bild für Bild gemittelt und die resultierende Rampe wurde mit einem linearen Regressionsmodell angepasst. Unter Berücksichtigung des System-Timings und der Kalibrierung wurde der Leckstrom jedes Pixels berechnet

wobei S[ADU/s] die Steigung ist, G[ADU/eV] die Pixelverstärkung, \(E_{eh} = 3,6\,\hbox {eV}\) die Energie zur Erzeugung eines Elektron-Loch-Paares in Si, und e die Elektronenladung. Der durchschnittliche Leckstrom pro Pixel betrug \(1,35\,\hbox {pA}\), was einer Stromdichte von \(2,8\,\hbox {nA}/\hbox {cm}^{2}\) entspricht. Die Leckstromkarte ist in Abb. 6 dargestellt. Insgesamt wurden weniger als 950 Pixel (\(1,4\%\)) von der Analyse ausgeschlossen, hauptsächlich aufgrund fehlender Verstärkungsinformationen oder Messproblemen, die durch einen zu hohen Leckstrom verursacht wurden.

DEPFET-Leckstromkarte, die einen durchschnittlichen Leckstrom pro Pixel von \(1,35\,\hbox {pA}\) bei Raumtemperatur zeigt.

In einem anderen Experiment wurde die nichtlineare Antwortcharakteristik im 9-Bit-ADC-Modus gemessen. Vierhundert aufeinanderfolgende \(100\,\hbox {ns}\)-lange Laserpulse wurden verwendet, um eine Signalladung im internen Gate des Pixels zu erzeugen. Zu diesem Zweck wurde erneut das zeitliche Schema der Leckstrommessung verwendet (vgl. Abb. 2b). Die integrierte Ladung wurde mit einer Verstärkung gemessen, die zur Untersuchung der nichtlinearen Eigenschaften geeignet war. Daher wurde ein neues 55Fe-Spektrum bei derselben Verstärkungsbedingung aufgenommen, um die injizierte Ladung für jedes Pixel zu kreuzen, was zu einer Empfindlichkeit von \(473 \pm 22\,\hbox {eV}/\,\text {ADU} führte. \). Die Überlagerung der Antworteigenschaften von 63.498 Pixeln (\(96,9\%\)) sowie die resultierende Durchschnittskurve ist in Abb. 7a dargestellt. Die Ausreißer enthalten Pixel mit hohem Leck, Pixel mit fehlgeschlagener Kalibrierung und Pixel mit unzureichender Beleuchtungsstärke. Aus der Durchschnittskurve lässt sich die Verstärkungskomprimierung als Verhältnis zwischen der Steigung im linearen Bereich und der Steigung für Energien über \(1,5\,\hbox {MeV}\) berechnen, was zu einem Komprimierungsverhältnis von 73,7 führt. Darüber hinaus ist es möglich, den Dynamikbereich (DR) durch Extrapolation der durchschnittlichen Antwortkurve über dem maximalen Messwert abzuschätzen. Unter Berücksichtigung der Verstärkungs- und Sättigungspegel der Front-End-Elektronik beträgt der durchschnittliche DR \(2,13\,\hbox {MeV}\) entsprechend \(591\,\hbox {k}\text {e}^{ -}\) oder 4500 Photonen einer Energie von \(473\,\hbox {eV}\) bei einer Photonen-pro-Bin-Auflösung.

(a) Überlagerung der DEPFET-Kennlinien mit der Durchschnittskennlinie (rote Kurve) \(\pm 3\sigma\) (gestrichelte Kurven). (b) zeigt die Verteilung der Energieposition des 1. Knicks in den nichtlinearen Antworteigenschaften.

Das Minimum der 2. Ableitung der Ansprechcharakteristik stellt die Position der ersten DEPFET-Verstärkungsänderung (1. Knick) dar. Es wurde berechnet und eine durchschnittliche Knickenergie von \(80,61 \pm 5,44\,\hbox {keV}\) gefunden. Abbildung 7b zeigt die Streuung der 1. Kink-Energie.

Schließlich wurde der ENC in der gleichen Verstärkungskonfiguration wie bei den vorherigen Messungen gemessen, jedoch ohne die längere Flat-Top-Zeit, die für die 55Fe-Messung verwendet wurde (Flat-Top-Zeit \(43,2\,\hbox {ns}\)). Dank der Offset-Trimmfähigkeiten des Systems verwendeten wir eine ADC-Bin-Kante als Messerkante, um die Sockelbreite zu messen. Zunächst wurde die Pixel-Offset-Schrittgröße mit der von Hansen et al.26 beschriebenen Methode bestimmt. Für alle möglichen 16 Offset-Schritte wurde eine Rampe generiert und ein Signal mithilfe des DEPFET-Leckstroms nach der gleichen Technik wie bei seiner Messung erfasst. Die 16 Rampen wurden mit einer linearen Regression ausgestattet. Die Steigung der nachfolgenden linearen Regression der Achsenabschnitte gegenüber der Offset-Einstellung bestimmt die durchschnittliche Offset-Schrittgröße von \(133,8 \pm 21,3\,\hbox {ps}\). Anschließend wurde die Sockelbreite gemessen, wobei für jede Offset-Einstellung ein dunkler Verlauf von 250 Zügen erfasst wurde. Die Anzahl der Zählungen über einem Referenz-ADC-Bin wurde extrahiert und die resultierende kumulative Verteilungsfunktion wurde angepasst, um die Sockelbreite zu extrahieren. Anschließend wurde der ENC unter Berücksichtigung der kalibrierten Verstärkung von \(5,00\,\text {ADU}/\hbox {keV}\) berechnet. Bei einer Integrationszeit von \(50\,\hbox {ns}\) wurde ein durchschnittlicher ENC von \(20,7 \pm 3,1\,\text {e}^{-}\text {rms}\) gemessen. Abbildung 8 zeigt das Histogramm und die Karte des Rauschens.

Verteilung (a) und Karte (b) der äquivalenten Lärmgebühr.

Während der oben erwähnten Testkampagne mit der ersten Prototyp-Leiter wurde eine zweite Leiter getestet, um die mit dem ersten Prototyp erzielten Ergebnisse zu bestätigen und die Rausch- und Dynamikbereichsleistungen des Systems bei verschiedenen ASIC-Betriebsbedingungen weiter zu untersuchen. Die DEPFET-Vorspannungen und das Timing wurden konstant gehalten, ebenso wie der angestrebte Ruhestrom von \(100\) μA. Für jede Betriebsfrequenz wurden eine Spektrumerfassung und eine Rauschanalyse mit denselben Methoden durchgeführt, die oben für den ersten Prototyp beschrieben wurden. Zusätzlich wurde der DR für jedes Pixel extrapoliert. Die DR-Bestimmungsmethode für den DSSC-Imager wird von Porro29 beschrieben. Zunächst wurde der ASIC-DR bestimmt, indem der Sättigungsgrad jedes Pixels von der Position des Sockelschwerpunkts abgezogen wurde. Anschließend wurde die nichtlineare Reaktion berücksichtigt, die unabhängig von der ASIC-Verstärkungskonfiguration ist. Aufgrund des Mangels an Daten bei hohen Injektionspegeln für alle Leiterpixel wurden die durchschnittlichen Eigenschaften der 165 Pixel verwendet, die eine Injektion von bis zu \(1,5\,\hbox {MeV}\) zeigen. Um den erforderlichen Energiebereich zum Erreichen der ASIC-Sättigung abzudecken, wurde die Reaktion mittels einer linearen Regression der letzten \(100\,\hbox {keV}\) zum Erreichen der Sättigungsgrenze des ASIC extrapoliert.

In einem ersten Experiment wurden die gleichen Bedingungen wie bei der ersten getesteten Leiter angewendet. Bei der Betriebsfrequenz von \(2,25\,\hbox {MHz}\) und einer Integrationszeit von \(50\,\hbox {ns}\) wurde die gleiche rauscharme Leistung erzielt. Für die getrimmte und kalibrierte Verstärkung von \({5,05\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 2,2\%}\) betrug der resultierende ENC \(18,5 \pm 2,7\,\text {e}^ {-}\text {rms}\). Der durchschnittliche DR betrug \(19\,\hbox {k}\text {e}^{-}\). Die gleiche Analyse wurde bei zwei niedrigeren Verstärkungseinstellungen durchgeführt, indem Cint des FCF erhöht wurde, aber die Verstärkungsanpassung übersprungen wurde. Bei einer Verstärkung von \({2,2\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 4,4\%}\) und \({1,63\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 5,3 \%}\), ein ENC von \(26,6 \pm 6,4\,\text {e}^{-}\text {rms}\) und \(34,4 \pm 9,5\,\text {e}^{- }\text {rms}\) und einem DR von \(489\,\hbox {k}\text {e}^{-}\) und \(1,345\,\hbox {M}\text {e} ^{-}\) erhalten werden.

Eine weitere für das System interessante Frequenz ist \(1,125\,\hbox {MHz}\), was der maximalen Bunch-Pattern-Frequenz entspricht, die derzeit in den Experimenten mit Mini-SDD-Kameras verwendet wird. Dies stellt auch die maximale Bündelfrequenz dar, die für das nächste EuXFEL-Dauerstrich-Upgrade im sogenannten Langpulsmodus30 vorgesehen ist. Dieser Modus ermöglicht eine Erhöhung der Integrationszeit auf bis zu \(300\,\hbox {ns}\) für die beste Rauschleistung des DSSC. In zwei Experimenten wurde der Wert des FCF-Rückkopplungskondensators geändert, um die Leistung bei niedriger Verstärkung für höchste DR und bei hoher Verstärkung für beste Rauschleistung zu untersuchen. Der niedrigste erzielte Gewinn betrug \({2,5\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 5,5\%}\) und ein ENC von \(20,14 \pm 5,6\,\text {e}^{- }\text {rms}\). Im Hochverstärkungsmodus erreichten wir \({13,4\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 2,2\%}\) und einen ENC von \(10,5 \pm 2,1\,\text {e}^ {-}\text {rms}\). Die DR betrugen bei Tief und Hoch \(165\,\hbox {k}\text {e}^{-}\) und \(7\,\hbox {k}\text {e}^{-}\). Gewinn bzw.

Um die spektroskopischen Fähigkeiten des Systems zu erkunden, haben wir die Gesamtverstärkung nahe an den Grenzen des Systems weiter erhöht, indem wir die ADC-Verstärkung verdoppelt haben, aber den Spielraum für die Feinanpassung der Verstärkung beibehalten haben. Eine Endverstärkung von \({26,8\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 2,5\%}\) führte zu der besten Rauschleistung von \({9,8 \pm 1,4\,\text {e}} ^{-}\text {rms}\). Abbildung 9 zeigt ein repräsentatives 55Fe-Spektrum eines Beispielpixels. Zum Vergleich wird ein Spektrum eines Makropixels aus einem frühen Entwicklungsstadium der CMOS-DEPFET-Herstellung gezeigt, einer einzelnen DEPFET-Struktur, die von Driftringen vom SDD-Typ umgeben ist. Die Messung wurde bei \(-50\,^{\circ }\hbox {C}\) und \({3}\)-μs Formungszeit19 durchgeführt. Es wird auch ein neu klassifiziertes Histogramm angezeigt, in dem zwei Klassen zusammengeführt werden, um die DNL-Effekte31 abzuschwächen (vgl. 2-Klasse). Der DNL wird hauptsächlich durch die Arbeitszyklusspreizung in der Zeitstempelverteilung über die Matrix verursacht. Der durchschnittliche DR in dieser Konfiguration beträgt \(5\,\hbox {k}\text {e}^{-}\). Abschließend haben wir die Leistung bei der maximalen Betriebsfrequenz von \(4,5\,\hbox {MHz}\) bewertet. Diese Betriebsfrequenz ist entscheidend für den zeitlichen Ablauf und lässt keine Freiheit bei der Wahl der Parameter zu. Insbesondere wurde eine Integrationszeit von \(30\,\hbox {ns}\) verwendet, um das DEPFET-Timing-Schema unverändert zu lassen. Die ADC-Verstärkung wurde konstant gehalten, aber die Änderung der Integrationszeit reduzierte die Front-End-Verstärkung um etwa \(40\%\). Schließlich wurde ein durchschnittlicher Gewinn von \({3,12\,\text {ADU}/\hbox {keV} \pm 3,65\%}\) erhalten, und die ENC-Analyse meldet ein Rauschen von \({25,5 \pm 5,3\,\ text {e}^{-}\text {rms}\), der die simulierten Leistungen des Systems bestätigt. Der geschätzte durchschnittliche DR betrug \(26\,\hbox {k}\text {e}^{-}\). Alle Ergebnisse sind in Tabelle 1 zusammengefasst.

55Fe-Spektrum (a), aufgenommen bei \(1,125\,\hbox {MHz}\), zeigt die spektroskopischen Fähigkeiten des Sensors bei \(18\,^{\circ }\hbox {C}\) und einer Integrationszeit von 300 ns und erhöhte Flat-Top-Zeit von \(500\,\hbox {ns}\). (b) Vergrößern Sie den Mg-Peakbereich und ein Referenzspektrum eines Makropixels aus einer Probe der CMOS-DEPFET-Herstellung im frühen Entwicklungsstadium, gemessen bei \(-50\,^{\circ }\hbox {C}\) und \({3}\)-μs Formungszeit (rote Kurve).

Eine Zusammenfassung der Leistung der CMOS-DEPFET-Leiter ist in Abb. 10 zusammen mit den oben genannten hochmodernen Detektorsystemen und den in der Literatur verfügbaren Daten2,4,12,13,14,15,16,17 dargestellt.

Vergleich der Kennzahlen verschiedener Detektoren zum CMOS-DEPFET-Detektor (farbige Symbole). (a) Rauschen versus Spitzenbildrate, zusammen mit einer Übersichtstabelle zur Pixelgröße und aktiven Dicke (Thk), beide in μm. (b) Dynamikbereich versus Verstärkung, wobei keine Verstärkungsdaten für ePixM und sxCMOS verfügbar sind. (c) Dynamikbereich versus Rauschen und (d) Rauschen versus Verstärkung, wobei wiederum die Verstärkungsdaten für ePixM und sxCMOS nicht verfügbar sind.

Wie in Abb. 10a zu sehen ist, ist die mit den Prototypleitern erreichte ENC bei allen Betriebsfrequenzen mit der der Weichröntgendetektoren vergleichbar. Die herausragende Rauschzahl von \(9,8\,\text {e}^{-}\text {rms}\) wird bei der Spitzenbildrate von \(1,125\,\hbox {MHz}\) erreicht. Die In-Pixel-Elektronik ist in der Lage, eine kontinuierliche MHz-Bildrate bei hervorragendem Rauschverhalten aufrechtzuerhalten. Im Vergleich zu dem bei EuXFEL in Betrieb befindlichen Detektor ist DSSC in der einzigartigen Lage, das XFEL-Bündelmuster auf den ENC-Ebenen der Detektoren für weiche Röntgenstrahlung zu bewältigen.

DSSC weist im Vergleich zu allen Detektoralternativen im Allgemeinen eine geringere Verstärkung auf. Dies hängt hauptsächlich mit der geringeren ADC-Auflösung und damit der Notwendigkeit zusammen, die Detektorempfindlichkeit an die einfallende Photonenenergie anzupassen, um die Leistung zu maximieren. Der CMOS-DEPFET-Knick bei der ersten Verstärkungskomprimierung liegt bei etwa \(80\,\hbox {keV}\), und daher erreicht der DR das Niveau anderer weicher Röntgendetektoren, wenn der ASIC mit niedrigeren Verstärkungen betrieben wird (Abb. 10b). ). Abhängig von der endgültigen Benutzeranwendung kann die Einzelphotonenauflösung oder die DR optimiert werden (Abb. 10c). Eine Verringerung der Photonenenergie und damit eine Erhöhung der Verstärkung zur Erzielung einer Einzelphotonenauflösung verringert den erreichbaren DR (Abb. 10d).

Die mit DEPFET ausgestattete Leiter zeigte ihre einzigartigen Eigenschaften und eröffnet neue Möglichkeiten in der Röntgenbildgebung bei Megahertz-Bildfrequenz. Die Front-End-Architektur erwies sich zusammen mit dem CMOS-DEPFET-Sensor als hervorragende Basis für Weiterentwicklungen der rauscharmen Weichröntgendetektoren mit ultimativen Auslesegeschwindigkeiten. Der DEPFET-Dynamikbereich kann weiter auf die Anwendung zugeschnitten werden, indem die Form der nichtlinearen Antworteigenschaften geändert wird, z. B. die Verstärkungsknicke zu niedrigeren Energien verschoben werden. Schließlich ermöglicht die Möglichkeit, die Pixelgröße zu skalieren, zusammen mit der Verwendung kleinerer Technologieknoten für die Auslese-ASICs, den Bau von Kameras mit höherer räumlicher Auflösung mit Megahertz-Auslesegeschwindigkeit, hohem Dynamikbereich und ultimativer Einzelphotonenempfindlichkeit. Mit einem geeigneten Energiemanagement ist darüber hinaus auch ein CW-Betrieb mit höheren Bündelraten möglich. Dies würde DEPFET und DSSC für viele Einrichtungen außerhalb des EuXFEL attraktiv machen.

Zwei mit CMOS-DEPFET-Sensoren ausgestattete DSSC-Leiterprototypen wurden erfolgreich betrieben und charakterisiert. Die erste Labortestkampagne bestätigt die Funktionalität der Elektronik und des Auslese-ASICs und zeigt die hervorragenden Leistungen, die mit den neuen Sensoren erreichbar sind. Die Verstärkungs- und Rauschzahlen wurden experimentell ausgewertet und eine Methode zum Scannen der nichtlinearen Reaktion vorgeschlagen. Dies ermöglichte die Abschätzung des Dynamikbereichs. Die Prototypen wurden mit unterschiedlichen Auslesegeschwindigkeiten betrieben, um die Fähigkeiten des Systems zu erkunden. Die gezeigte Leistung erfüllt die Anforderungen an die EuXFEL-Weichröntgeninstrumente und wir haben mit der Serienproduktion zum Bau der vollständigen Kamera begonnen.

Die in dieser Studie präsentierten Daten sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Die in dieser Arbeit beschriebene Entwicklung wurde von der European XFEL (EuXFEL) GmbH, Schenefeld, Deutschland, im Rahmen des DEPFET Sensor with Signal Compression (DSSC)-Projekts initiiert und koordiniert. Die Implementierung des DSSC wurde vom DSSC-Konsortium durchgeführt. Hier danken die Autoren allen gegenwärtigen und ehemaligen Mitgliedern des Konsortiums für ihren wertvollen Beitrag zum Projekt. Die Autoren danken A. Venzmer und E. Wüstenhagen, DESY, Hamburg, Deutschland, für die Produktion, Integration und das Testen von Unterbaugruppen und die Vorbereitung der Testwerkzeuge und -aufbauten. Die Veröffentlichung wird gefördert durch die Deutsche Forschungsgemeinschaft (DFG) – 491245950.

Open-Access-Förderung ermöglicht und organisiert durch Projekt DEAL. Die Förderung erfolgte durch die Deutsche Forschungsgemeinschaft (Förderkennzeichen 491245950).

Deutsches Elektronen-Synchrotron DESY, Notkestr. 85, 22607, Hamburg, Germany

Stefano Maffessanti, Karsten Hansen, Pradeep Kalavukuro und Christian Reckleben

PNSensor GmbH, 81739, München, Deutschland

Stefan Aschauer & Lothar Strüder

Abteilung für Elektronik, Information und Biotechnik, Politecnico di Milano, 20133, Mailand, Italien

Andrea Castoldi und Carlo Fiorini

Nationales Institut für Kernphysik, Sektion Mailand, 20133, Mailand, Italien

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Peter Fischer

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Helmut Klär & Matteo Porro

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Massimo Manghisoni

Nationales Institut für Kernphysik, Sektion Pavia, 27100, Pavia, Italien

Massimo Manghisoni

University of Siegen, 51228, Siegen, Germany

Lothar Struder

Abteilung für Molekularwissenschaften und Nanosysteme, Universität Ca' Foscari von Venedig, 30172, Venezia, Italien

Matteo Porro

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SM und KH konzipierten die Messkampagne und verfassten das Manuskript. SM führte die Messungen und Datenanalyse durch. AC war an der Messstrategie und der Datenanalyse beteiligt. PK und CR trugen zur Optimierung des Versuchsaufbaus bei und entwarfen den Digitalisierer. SA und LS haben den CMOS-DEPFET entworfen und die Produktion koordiniert. CF koordinierte das Frontend-Design. KH koordinierte das Moduldesign und trug zum Digitalisierer und Systemdesign bei. MM entwarf die Injektions- und I/O-Schaltung und koordinierte die Tests der bloßen Module. FE entwarf die digitale Steuerschaltung, das SRAM und das globale Layout. PF koordinierte die ASIC-Entwicklung und trug zum Systemkonzept bei. HK trug zum Design der Leiterplatten und der Testwerkzeuge bei. MP koordinierte das DSSC-Projekt und trug zum elektronischen Auslese- und Systemkonzept bei. Alle Autoren haben das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Stefano Maffessanti.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Maffessanti, S., Hansen, K., Aschauer, S. et al. Ein 64k-Pixel-CMOS-DEPFET-Modul für den DSSC-Imager für weiche Röntgenstrahlen, der mit MHz-Bildraten arbeitet. Sci Rep 13, 11799 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-38508-9

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Eingegangen: 04. Oktober 2022

Angenommen: 11. Juli 2023

Veröffentlicht: 21. Juli 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-38508-9

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